時間：2022-10-26 14:31:49
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全橋逆變器采用的是絕緣柵雙極晶體管，控制方式為有限雙極性控制[4]，如圖2所示。全橋逆變器的工作原理為：接通任一橋臂的兩個絕緣柵雙極晶體管，如IGBT1和IGBT3，接通時間ton，其值為DTs/2，（D為占空比，Ts為交替接通周期）。另一橋臂的晶體管IGBT2和IGBT4依次接通Ts/2。除IGBT1與IGBT4同時接通或IGBT2與IGBT3同時接通外，高頻變壓器的一次電壓和輸出電壓均為零。受負載電感的影響，負載處在一個交替接通周期內可以形成穩定的恒定電流。脈寬調制脈沖的寬度和負載的性質共同決定了負載電流的大小。在晶體管IGBT2和IGBT4的脈寬調制波形設置一個死區時間，以防所有開關管同時接通而產生短路。輸出電流的調節通過IGBT1和IGBT3驅動信號的脈寬調節。
2數字脈寬調制
作為逆變電路的核心，輸入信號經脈寬調制器與給定值比較后，轉變為具有一定占空比的脈沖信號輸出并驅動電路，進而對整個逆變電源的輸出進行調整和控制。數字信號處理器中自帶有脈寬調制模塊，該模塊中具有8個I/O引腳，組成編號為PWM1H/PWM1L、PWM2H/PWM2L、PWM3H/PWM3L、PWM4H/PWM4L的4個高/低端引腳對，并分別由4個占空比發生器控制。I/O引腳對低端與高端的狀態在負載互補時恰好相反。脈寬調制模塊具有4種工作模式，能夠實現有限雙極性控制。數字脈寬調制流程如圖3所示，其工作模式由脈寬調制時基控制寄存器設定。引腳對PWM1H/PWM1L設置為遞增/遞減模式時，可以控制全橋逆變器中的晶體管IGBT2和IGBT4；引腳對PWM2H/PWM2L設置為雙更新模式時，可以控制全橋逆變器中的晶體管IGBT1和IGBT3。無論何種工作模式，脈寬調制的定時周期均通過控制寄存器實現。IGBT2和IGBT4的占空比由占空比寄存器1設定，并在有限雙極性控制模式下設置為1；IGBT1和IGBT3的占空比由占空比寄存器2設定，并在有限雙極性控制模式下不斷更新，其更新數據由PI控制模塊根據反饋電流或電壓計算得到。脈寬調制時基控制寄存器的值在實時控制過程中不斷增加，并不斷與占空比寄存器的值進行比較，直至兩者相等時輸出脈寬調制信號，并通過設置置位比較控制寄存器將輸出信號分為低有效和高有效。通過設置脈寬調制模塊自帶死區時間發生器的控制位，可以為PWM1H/PWM1L的死區時間設置插入位置和大小。2.3PI調節對于對象為慣性環節或滯后環節的連續控制系統，理想的控制方法是比例+積分（PI）控制，以保證系統穩定后不會出現穩態誤差。由于高頻逆變電源的對象為二階慣性環節，因此適于采用增量式PI控制[5]。在由數字信號處理器控制的逆變電路中，采用軟件得到的高頻方波信號具有精準的占空比和頻率，如圖4所示。圖中Ig和If分別為基準電流和實測電流，e為兩者的差值，即電流偏差，Ig為數字信號處理器產生的方波電流。PI調節的執行機構和控制對象分別為脈寬調制模塊和全橋逆變電路。即將電流偏差e輸入PI控制器，由脈寬調制模塊輸出脈沖信號，以調節逆變電路的交替接通，進而控制電流。
3實驗研究
另外一類是需要用復雜算法對大量數據進行處理的應用，例如聲納探測和地震探測等，也需要用DSP器件。該類設備的批量一般較小、算法要求苛刻、產品很大而且很復雜。所以設計工程師在選擇處理器時會盡量選擇性能最佳、易于開發并支持多處理器的DSP器件。有時，設計工程師更喜歡選用現成的開發板來開發系統而不是從零開始硬件和軟件設計，同時可以采用現成的功能庫文件開發應用軟件。
在實際設計時應根據具體的應用選擇合適的DSP。不同的DSP有不同的特點，適用于不同的應用，在選擇時可以遵循以下要點。
算法格式
DSP的算法有多種。絕大多數的DSP處理器使用定點算法，數字表示為整數或-1.0到+1.0之間的小數形式。有些處理器采用浮點算法，數據表示成尾數加指數的形式：尾數×2指數。
浮點算法是一種較復雜的常規算法，利用浮點數據可以實現大的數據動態范圍(這個動態范圍可以用最大和最小數的比值來表示)。浮點DSP在應用中，設計工程師不用關心動態范圍和精度一類的問題。浮點DSP比定點DSP更容易編程，但是成本和功耗高。
由于成本和功耗的原因，一般批量產品選用定點DSP。編程和算法設計人員通過分析或仿真來確定所需要的動態范圍和精度。如果要求易于開發，而且動態范圍很寬、精度很高，可以考慮采用浮點DSP。
也可以在采用定點DSP的條件下由軟件實現浮點計算，但是這樣的軟件程序會占用大量處理器時間，因而很少使用。有效的辦法是“塊浮點”，利用該方法將具有相同指數，而尾數不同的一組數據作為數據塊進行處理。“塊浮點”處理通常用軟件來實現。
數據寬度
所有浮點DSP的字寬為32位，而定點DSP的字寬一般為16位，也有24位和20位的DSP，如摩托羅拉的DSP563XX系列和Zoran公司的ZR3800X系列。由于字寬與DSP的外部尺寸、管腳數量以及需要的存儲器的大小等有很大的關系，所以字寬的長短直接影響到器件的成本。字寬越寬則尺寸越大，管腳越多，存儲器要求也越大，成本相應地增大。在滿足設計要求的條件下，要盡量選用小字寬的DSP以減小成本。
在關于定點和浮點的選擇時，可以權衡字寬和開發復雜度之間的關系。例如，通過將指令組合連用，一個16位字寬的DSP器件也可以實現32位字寬雙精度算法(當然雙精度算法比單精度算法慢得多)。如果單精度能滿足絕大多數的計算要求，而僅少量代碼需要雙精度，這種方法也可行，但如果大多數的計算要求精度很高，則需要選用較大字寬的處理器。
請注意，絕大多數DSP器件的指令字和數據字的寬度一樣，也有一些不一樣，如ADI(模擬器件公司)的ADSP-21XX系列的數據字為16位而指令字為24位。
DSP的速度
處理器是否符合設計要求,關鍵在于是否滿足速度要求。測試處理器的速度有很多方法，最基本的是測量處理器的指令周期，即處理器執行最快指令所需要的時間。指令周期的倒數除以一百萬，再乘以每個周期執行的指令數，結果即為處理器的最高速率，單位為每秒百萬條指令MIPS。
但是指令執行時間并不能表明處理器的真正性能，不同的處理器在單個指令完成的任務量不一樣，單純地比較指令執行時間并不能公正地區別性能的差異。現在一些新的DSP采用超長指令字(VLIW)架構，在這種架構中，單個周期時間內可以實現多條指令，而每個指令所實現的任務比傳統DSP少，因此相對VLIW和通用DSP器件而言，比較MIPS的大小時會產生誤導作用。
即使在傳統DSP之間比較MIPS大小也具有一定的片面性。例如，某些處理器允許在單個指令中同時對幾位一起進行移位，而有些DSP的一個指令只能對單個數據位移位；有些DSP可以進行與正在執行的ALU指令無關的數據的并行處理(在執行指令的同時加載操作數)，而另外有些DSP只能支持與正在執行的ALU指令有關的數據并行處理；有些新的DSP允許在單個指令內定義兩個MAC。因此僅僅進行MIPS比較并不能準確得出處理器的性能。
解決上述問題的方法之一是采用一個基本的操作(而不是指令)作為標準來比較處理器的性能。常用到的是MAC操作，但是MAC操作時間不能提供比較DSP性能差異的足夠信息，在絕大多數DSP中，MAC操作僅在單個指令周期內實現，其MAC時間等于指令周期時間，如上所述，某些DSP在單個MAC周期內處理的任務比其它DSP多。MAC時間并不能反映諸如循環操作等的性能，而這種操作在所有的應用中都會用到。
最通用的辦法是定義一套標準例程，比較在不同DSP上的執行速度。這種例程可能是一個算法的“核心”功能，如FIR或IIR濾波器等，也可以是整個或部分應用程序(如語音編碼器)。圖1為使用BDTI公司的工具測試的幾款DSP器件性能。
在比較DSP處理器的速度時要注意其所標榜的MOPS(百萬次操作每秒)和MFLOPS(百萬次浮點操作每秒)參數，因為不同的廠商對“操作”的理解不一樣，指標的意義也不一樣。例如，某些處理器能同時進行浮點乘法操作和浮點加法操作，因而標榜其產品的MFLOPS為MIPS的兩倍。
其次，在比較處理器時鐘速率時，DSP的輸入時鐘可能與其指令速率一樣，也可能是指令速率的兩倍到四倍，不同的處理器可能不一樣。另外，許多DSP具有時鐘倍頻器或鎖相環，可以使用外部低頻時鐘產生片上所需的高頻時鐘信號。
存儲器管理
DSP的性能受其對存儲器子系統的管理能力的影響。如前所述，MAC和其它一些信號處理功能是DSP器件信號處理的基本能力，快速MAC執行能力要求在每個指令周期從存儲器讀取一個指令字和兩個數據字。有多種方法實現這種讀取，包括多接口存儲器(允許在每個指令周期內對存儲器多次訪問)、分離指令和數據存儲器(“哈佛”結構及其派生類)以及指令緩存(允許從緩存讀取指令而不是存儲器，從而將存儲器空閑出來用作數據讀取)。圖2和圖3顯示了哈佛存儲器結構與很多微控制器采用的“馮·諾曼”結構的差別。
另外要注意所支持的存儲器空間的大小。許多定點DSP的主要目標市場是嵌入式應用系統，在這種應用中存儲器一般較小，所以這種DSP器件具有小到中等片上存儲器(4K到64K字左右)，備有窄的外部數據總線。另外，絕大多數定點DSP的地址總線小于或等于16位，因而可外接的存儲器空間受到限制。一些浮點DSP的片上存儲器很小，甚至沒有，但外部數據總線寬。例如TI公司的TMS320C30只有6K片上存儲器，外部總線為24位，13位外部地址總線。而ADI的ADSP2-21060具有4Mb的片上存儲器，可以多種方式劃分為程序存儲器和數據存儲器。
選擇DSP時，需要根據具體應用對存儲空間大小以及對外部總線的要求來選擇。
開發的簡便性
對不同的應用來說，對開發簡便性的要求不一樣。對于研究和樣機的開發，一般要求系統工具能便于開發。而如果公司在開發下一代手機產品，成本是最重要的因素，只要能降低最終產品的成本，一般他們愿意承受很煩瑣的開發，采用復雜的開發工具(當然如果大大延遲了產品上市的時間則是另一回事)。
因此選擇DSP時需要考慮的因素有軟件開發工具(包括匯編、鏈接、仿真、調試、編譯、代碼庫以及實時操作系統等部分)、硬件工具(開發板和仿真機)和高級工具(例如基于框圖的代碼生成環境)。利用這些工具的設計過程如圖4所示。
選擇DSP器件時常有如何實現編程的問題。一般設計工程師選擇匯編語言或高級語言(如C或Ada)，或兩者相結合的辦法。現在大部分的DSP程序采用匯編語言，由于編譯器產生的匯編代碼一般未經最優化，需要手動進行程序優化，降低程序代碼大小和使流程更合理，進一步加快程序的執行速度。這樣的工作對于消費類電子產品很有意義，因為通過代碼的優化能彌補DSP性能的不足。
使用高級語言編譯器的設計工程師會發現，浮點DSP編譯器的執行效果比定點DSP好，這有幾個原因：首先，多數的高級語言本身并不支持小數算法；其次，浮點處理器一般比定點處理器具有更規則的指令，指令限制少，更適合編譯器處理；第三，由于浮點處理器支持更大的存儲器，能提供足夠的空間。編譯器產生的代碼一般比手動生成的代碼更大。
不管是用高級語言還是匯編語言實現編程，都必須注意調試和硬件仿真工具的使用，因為很大一部分的開發時間會花在這里。幾乎所有的生產商都提供指令集仿真器，在硬件完成之前，采用指令集仿真器對軟件調試很有幫助。如果所用的是高級語言，對高級語言調試器功能進行評估很重要，包括能否與模擬機和/或硬件仿真器一起運行等性能。
大多數DSP銷售商提供硬件仿真工具，現在許多處理器具有片上調試/仿真功能，通過采用IEEE1149.1JTAG標準的串行接口訪問。該串行接口允許基于掃描的仿真，即程序員通過該接口加載斷點，然后通過掃描處理器內部寄存器來查看處理器到達斷點后寄存器的內容并進行修改。
很多的生產商都可以提供現成的DSP開發系統板。在硬件沒有開發完成之前可用開發板實現軟件實時運行調試，這樣可以提高最終產品的可制造性。對于一些小批量系統甚至可以用開發板作為最終產品電路板。
支持多處理器
在某些數據計算量很大的應用中，經常要求使用多個DSP處理器。在這種情況下，多處理器互連和互連性能(關于相互間通信流量、開銷和時間延遲)成為重要的考慮因素。如ADI的ADSP-2106X系列提供了簡化多處理器系統設計的專用硬件。
電源管理和功耗
DSP器件越來越多地應用在便攜式產品中，在這些應用中功耗是一個重要的考慮因素，因而DSP生產商盡量在產品內部加入電源管理并降低工作電壓以減小系統的功耗。在某些DSP器件中的電源管理功能包括：a.降低工作電壓：許多生產商提供低電壓DSP版本(3.3V,2.5V,或1.8V)，這種處理器在相同的時鐘下功耗遠遠低于5V供電的同類產品。
b.“休眠”或“空閑”模式：絕大多數處理器具有關斷處理器部分時鐘的功能，降低功耗。在某些情況下，非屏蔽的中斷信號可以將處理器從“休眠”模式下恢復，而在另外一些情況下，只有設定的幾個外部中斷才能喚醒處理器。有些處理器可以提供不同省電功能和時延的多個“休眠”模式。
c.可編程時鐘分頻器：某些DSP允許在軟件控制下改變處理器時鐘，以便在某個特定任務時使用最低時鐘頻率來降低功耗。
d.控制：一些DSP器件允許程序停止系統未用到的電路的工作。
不管電源管理特性怎么樣，設計工程師要獲得優秀的省電設計很困難，因為DSP的功耗隨所執行的指令不同而不同。多數生產商所提供的功耗指標為典型值或最大值，而TI公司給出的指標是一個例外，該公司的應用實例中詳細地說明了在執行不同指令和不同配置下的功耗。
成本因素
在滿足設計要求條件下要盡量使用低成本DSP，即使這種DSP編程難度很大而且靈活性差。在處理器系列中，越便宜的處理器功能越少，片上存儲器也越小，性能也比價格高的處理器差。
封裝不同的DSP器件價格也存在差別。例如，PQFP和TQFP封裝比PGA封裝便宜得多。
在考慮到成本時要切記兩點。首先，處理器的價格在持續下跌；第二點，價格還依賴于批量，如10,000片的單價可能會比1,000片的單價便宜很多。
1．1圖解法圖解法主要是在坐標系上，嚴格按照計算（1）式的四個步驟：翻轉、移位、相乘和求和，得到線性卷積結果。采用圖解法比較直觀講解線性卷積的計算過程，在數字信號處理教材中常采用圖解法為例講解線性卷積的計算［1，2］。
1．2多項式法多項式法是根據序列x（n）和h（n）構造多項式，序列x（n）和h（n）的元素作為多項式的系數，例如：根據序列x（n）＝｛1，3，2｝構造多項式x2＋3x＋2，根據序列h（n）＝｛10，20｝構造多項式10x＋20，把兩個多項式相乘（x2＋3x＋2）＊（10x＋20）＝10x3＋50x2＋80x＋40，相乘所得的多項式的系數構成的序列｛10，50，80，40｝即為線性卷積的結果。
1．3豎式法豎式法是把序列x（n）和h（n）按照最后一位對齊，進行豎式乘法運算［4］，但各個元素相乘后不進位，例如序列x（n）＝｛1，3，2｝和h（n）＝｛10，20｝按照豎式法計算線性卷積如圖1所示，則線性卷積結果為｛10，50，80，40｝。
1．4FFT快速算法當循環卷積的長度L大于或等于線性卷積的長度N＋M－1時，循環卷積的結果和線性卷積的結果相等，所以只要FFT快速算法的計算點數大于線性卷積的長度，就可以采用FFT快速算法計算出線性卷積，在MATLAB軟件中提供了FFT快速算法的函數，通過調用fft函數和ifft函數完成線性卷積計算［5］。上述計算線性卷積的方法中，圖解法適于講解線性卷積的運算規律，多項式法和豎式法適合于快速計算出線性卷積的結果，FFT快速算法適合采用MATLAB軟件編程實現。
2循環卷積的計算方法
2．1圖解法圖解法主要是在坐標系上，嚴格按照計算（4）式的六個步驟：補零、周期延拓、翻轉、移位、相乘和求和，得到循環卷積結果［6］，采用圖解法比較直觀理解循環卷積的計算過程。
2．2矩陣相乘法由于循環卷積在對序列x（m）經過補零、周期延拓、翻轉得到的序列x［（（－m））L］＝x（L－m）為循環倒相序列，循環右移序列x［（（n－m））L］為對循環倒相序列進行循環右移n位后得到的循環移位序列，然后把得到的循環移位序列與h（m）相乘并求和得到yc（n），由于相乘求和運算可由矩陣相乘代替，即由循環移位序列構成L點循環卷積矩陣，與由h（m）構成的L維列向量相乘，得到yc（n）。采用矩陣相乘法計算循環卷積簡單明了，在數字信號處理教材中大多采用此方法為例講解循環卷積的計算［1］。
2．3線性卷積法由于循環卷積和線性卷積滿足的關系如（5）式所示［1］。當循環卷積的長度L大于或等于線性卷積的長度N＋M－1時，線性卷積yl（n）做周期延拓無重疊，此時循環卷積和線性卷積相等，此時線性卷積的結果為循環卷積的前N＋M－1項，循環卷積的后L－N－M＋1項為零。當循環卷積的長度L小于線性卷積的長度N＋M－1時，線性卷積yl（n）做周期延拓有重疊，循環卷積的結果有兩部分組成，一部分是線性卷積不重疊的部分，n的取值區間為N＋M－1－L≤n≤L－1，此時循環卷積和線性卷積相等；另一部分為重疊部分，n的取值區間為0≤n≤N＋M－L－2，重疊部分的循環卷積計算如（6）式所示。上述計算循環卷積的方法中，圖形法適于講解循環卷積的運算規律，矩陣相乘法和線性卷積法適合于快速計算出循環卷積的結果。
3結論
教學中要注重教學方法和手段的推陳出新，充分調動學生的積極性和創造性，強調基本概念和原理的正確理解，教學中應特別注意以下幾個方面。
(一)優化教學方法上好“緒論”課，以知識的應用提升學生學習興趣。目前，有相當一部分學生“信號與系統”學得不好，主要原因是學習積極性不高，看到滿篇的公式就害怕，由此對課程學習失去信心。針對這種情況，教師要在提高學生學習興趣和主動性方面下功夫。教師需用啟發式教學取代以教師、課堂、課本為中心的灌輸式教學。可利用“緒論”課激發學生學習熱情:利用多媒體著重介紹數字信號處理在通信、語音和圖像處理等領域的應用實例，如，手機的DSP芯片、門禁系統、心電信號濾波、數字圖像處理、視頻監控、微信等，讓學生明白該課程的重要性及其應用領域，提升學生對數字信號處理的興趣與學習積極性。在教學過程中靈活設置教學情境，增加互動環節，多做一些設計性實驗，拓展思維、增強信心。淡化公式推導，著重強調概念的物理意義和聯系。由于教材中大部分定理和結論是通過推導得出的，一些學生過于注重公式推導或證明。其實，授課時只需詳細推導典型公式，把一些重要的公式講清楚，類似的內容可讓學生課后自學。課堂上教師要盡可能淡化推導和解題技巧，強調所得出結論的物理意義和工程應用，將抽樣、頻譜分析、濾波等工程應用案例穿插于理論教學中，讓工程應用成為“數字信號處理”教學中的主線，做到數學概念、物理意義、工程應用三者并重，［4］提高學生學習這門課程的興趣，增強學習的目的性和主動性。突出重難點，靈活采用多種教學方法。教學過程中分清主次，重難點內容重點講、詳細講，較簡單的或應用不多的內容則少講或讓學生自學。教師根據教學內容靈活選取不同的教學方法，如案例法、比喻法、對比法等，［5］通過分析和歸納總結的方式優化教學方法，分解復雜問題。如，講授線性卷積時，將待卷積的兩個序列看作站成兩排等待領導接見的群眾，而卷積運算過程相當于領導和所接見群眾依次握手的過程。教師要善于運用幽默形象的語言和高超的藝術，把抽象而枯燥無味的知識變得生動有趣。巧用對比法。對比法能潛移默化地引導學生將相近或相似的概念和方法進行小結、比較和分析，不僅能更好地理解不同內容之間的共性和個性，而且能夠培養發散思維能力，提高學習效率，如圖2，將ZT、DFS、DTFT、DFT幾種變換通過圖表來比較，清晰地展現常見變量間的關系，避免混淆。為了讓學生對所學知識之間的聯系、用途有清晰的認識，可利用“知識樹”的形式把每個章節的重點層層分解，將所學知識點和應用聯系起來，便于歸納和總結(如圖2)。講解IIR和FIR濾波器設計時，先向學生講清為什么要設計數字濾波器、有哪些應用、設計數字濾波器需要用到哪些知識。這樣，學生會自然而然地把所學知識點聯系起來。關注師生交流和信息反饋，重視因材施教。教師要根據不同專業和學生基礎等方面的差異，在講課方式和側重點上有所區別。教師要及時掌握學生的學習動態，調整教學內容和方法，幫扶“學困生”，提升“優等生”。
(二)改革課堂教學模式傳統與現代教學手段并用。運用多媒體教學能使抽象難懂的教學內容形象化、直觀化，提高教學效率。［6］但在實際的“數字信號處理”課程教學中，過多地采用多媒體教學，教學效果并不理想。課堂中靈活運用黑板板書、多媒體課件、Matlab或LabView軟件演示，可增強師生互動。［7］難一點的公式推導和證明，仍然采用傳統板書方式教學，盡量放慢講課節奏，留給學生充裕的思考時間，達到深刻理解的目的。對于比較抽象的概念、原理或結論，如信號采樣及恢復、頻譜分析、循環卷積等，可借助多媒體技術將教學內容生動、形象、高效地展示在學生面前，讓學生更清晰地理解其物理意義。建設網絡或視頻資源共享平臺也可避免多媒體教學課堂容量大、教學內容難消化的問題。課后，讓學生登陸網絡課程，彌補大班教學人數過多造成的師生溝通不便、信息反饋通道不暢的問題;通過網絡答疑、討論和激勵制度激發學生學習興趣和主動參與性。建立“學習共同體”教學模式。“學習共同體”是指由學習者及助學者(包括教師、專家、輔導員等)共同構成的團體。［8］共同體成員在學習過程中經常溝通、交流，分享學習資源，共同完成特定學習任務，形成相互影響、相互促進的學習組織。在大班教學中建立學習共同體，在課堂教學中形成師生互教、互學的互動關系，教師在教學過程中給學生自主學習的空間，學生根據所接受的任務去發現、思考和解決問題，增進協作和互動，激發學習主動性，從而改善課堂教學效果，提高學習效率。
(三)強化實踐教學，高度重視學生實踐能力的培養應用型人才培養應始終堅持理論與實踐并重的原則。理論教學只是學習該門課程的一部分，將所學理論知識應用于實踐，才能達到學以致用的目的。為此，必須加強實踐教學環節。運用仿真軟件教學。仿真軟件Matlab和Labview以其編程和調試簡單、代碼短、效率高等特點深受廣大教學和科研人員的歡迎，［9］廣泛應用于控制系統、系統仿真等領域。結合幾年來“數字信號處理”課程的授課經驗，在課程中引入Matlab和Labview軟件，讓學生動手完成系統設計和仿真，拓展實驗教學的深度和廣度，有助于增強學生學習成就感，培養學生的創新能力和設計能力。CCS是TI公司推出的DSP軟件集成開發環境，它運用圖形接口界面，提供工程管理和編輯工具。教師可以用2學時介紹DSP結構、開發環境、DSP系列及其應用實例。通過了解DSP仿真軟件CCS，為后續的DSP課程設計教學奠定基礎。優化實驗教學內容和改革實驗教學手段，加強教學內容和工程應用的融合。“數字信號處理”教學應堅持以實踐性和應用性為教學目的，分層設計實驗，優化實驗內容，盡量減少驗證性實驗，增加綜合性、設計性、創新性、開放性實驗教學內容。革除填鴨式教學，開展“項目導向、任務驅動、案例教學”的教學模式，結合學生情況，創設情境，教師提出任務，學生邊學邊練，完成自主學習任務，充分培養學生的再學習和主動學習的能力。［10］針對每一章的具體內容，在講授理論知識之前先給學生一個具體的工程應用例子，提出問題，引導學生積極開動腦筋，督促學生課后以小組為單位主動查找相關資料，提出解決問題的方法和思路。如，在講授數字濾波器之前，教師可設計數字濾波器對心電信號進行去噪處理。同時，教師可以電子設計大賽等學科競賽為契機，以畢業設計為導向，有意識地引導學生進行創新性課題的研究，深入掌握信號處理理論，增強工程應用能力和團隊合作精神，做到學以致用。
二、考核方式的改革
1.1圍繞問題開展教學PBL教學模式先提出問題，以問題為基礎和起點，所有的學習均圍繞問題展開。
1.2強調學生的團隊協作性PBL教學模式以學生小組為單位進行，小組成員要積極配合，既有分工又有協作，通過調查和收集資料,疑難問題討論和意見綜合等協作學習,實現知識的共同建構。
1.3具有師生交互性PBL教學模式實施過程中，教師通過設計問題、并創造合適的學習環境，引導學生對問題開展學習活動，師生之間展開密切的交流、探討，促進和指導學生有效地學習，尋求問題的解決。因此，對于以培養適應地方經濟社會發展需要的應用型本科人才為目標的高校，為促進學生解決實際問題的實踐能力和團隊合作能力，非常適合在電子信息類實驗教學中引進PBL教學模式。
2PBL模式在數字信號處理實驗教學中的應用
2.1課程情況概述
筆者所在學院的電子信息工程專業所開設的《數字信號處理》課程，總課時為64學時，包含16學時的課內實驗。傳統的課內實驗均為驗證性實驗，大部分學生只會簡單地照搬實驗講義的詳細步驟完成固定的實驗內容，而對實驗內容及結果所反映的原理并不理解。因此，結合教學改革要求，在新的課程實驗設置中顯著提高了綜合性、設計性實驗的比例，這些實驗項目以問題為導向，教師主要給出實驗的要求和技術指標，要求學生自主選擇并綜合利用學過的理論知識和實踐技能去實現一個比較完整的數字信號處理系統，體現了典型的PBL教學法的應用優勢。
2.2PBL模式實驗教學的具體實施
2.2.1學生分組與基本培訓在實驗課之前，首先對學生進行PBL教學模式的基本培訓，使學生明確PBL教學的目的、方法、要求及評價手段等。同時，在40人的班級中建立10個學習小組，每組4名學生。各組分別推選一名組織能力和責任心較強的同學擔任組長，負責本小組成員的組織協調和分工。
2.2.2問題設置問題設置是PBL教學實施中的核心環節。在這一環節中，教師根據教學大綱和實驗教學內容，對實驗課題設置若干應用問題。圍繞我校應用型人才培養的方針，所設置問題盡量貼近應用開發實際，以培養學生的工程應用開發能力為導向。具體來說，問題設置主要遵循的原則為：(1)問題具備真實的工程背景；(2)問題具備開放性和劣構性；(3)問題具有一定的層次性和復雜度。下面以本實驗課程中的一個可選的綜合設計性實驗為例，介紹相關問題的設置。該實驗的基本內容為，設計數字心電采集系統，實現含有噪聲的心電信號的采集和濾波。實驗前，由教師提供一個包含心電傳感器和放大電路的實驗板，以及一個包含單片機及A/D轉換器的接口板。實驗要求分為兩個階段：第一階段為心電信號的采集，與學生正在同時學習的單片機課程相結合，要求學生通過單片機編程控制A/D轉換器，將放大后的模擬心電信號轉換為數字信號，并通過串口傳送至pc機。在這一階段，設置的主要問題包括：如何根據信號帶寬確定合適的采樣率等。通過這些問題，引導學生在實踐中深入理解采樣定理。第二階段的工作，則是在PC機上通過Matlab對采集到的數據進行讀取和濾波，去除工頻干擾、高頻肌電、基線漂移等。該階段設置的主要問題包括：有效信號的主要頻率范圍、主要干擾源的頻率范圍、線性相位和非線性相位濾波對波形的影響、IIR和FIR濾波器的特點等。通過這些問題的設置，引導學生在實踐中加深對IIR和FIR等濾波器各自特點的認識，并根據不同的工作目標選擇合適的濾波器類型。
2.2.3分析問題與自主學習在實驗項目相關的問題后，要求各學習小組的學生開展自主學習，認真閱讀教材，復習已學過的相關知識，同時，利用圖書館、互聯網等渠道查閱相關參考書籍和文獻，并通過組內的不斷交流和探討以初步分析問題。
2.2.4集中討論與問題解決在學生對實驗所設置的問題進行初步分析的基礎上，教師在實驗課上組織學生開展問題的集中討論，引導各學習小組進一步深入理解問題，研究問題的具體解決方法，并明確各人的任務分工。整個討論過程以學生為主導,教師以共同討論者的身份進行引導、啟發。在自主學習和集中討論的基礎上，各小組最終形成具體的問題解決方案，并通過編程實現對問題的解決，進而完成相應的實驗項目。
2.2.5總結與點評學習小組在編寫程序實現問題解決的過程中，教師以實時巡視、檢查進度、隨機提問、驗收成果等方式促進小組的工作。由于實驗內容及對應問題的設置具有一定的開放性，學生解決問題的思路和方法也相應具有多樣性，教師對各小組的問題解決方法進行歸納總結，并在下次實驗課做出點評。
2.3PBL模式下的成績評價
為了客觀地評定學生的學習效果，需要采用多層次多角度的評價方法。最終成績的評定并不僅僅由期末的實驗考核所決定，而是突出過程表現，強調過程性評價。最終的實驗成績由以下幾部分組成。
2.3.1自主學習表現該部分占總成績的30%，主要衡量學生在PBL模式下的學習方法、學習態度和學習能力。具體評價點包括：學生是否閱讀了相關教材、參考資料；能否有效利用所學的知識分析問題；在學習小組討論中是否積極發言，發言內容是否與討論的問題有關且具有一定的深度；小組成員間的互相評價。
2.3.2實驗過程與實驗報告該部分占總成績的35%，主要衡量學生在實驗中具體解決問題的能力和總結歸納水平。具體評價依據來自于教師巡視及提問的記錄以及學生提交的實驗報告。
2.3.3實驗考試該部分占總成績的35%。主要衡量經過一學期的PBL訓練后學生個人的綜合實驗能力。具體評價依據來自于實驗考試中對所給實驗題的完成速度與質量。
3結語
1．1誤碼監測當前誤碼監測主要通過以下兩種途徑:(1)固定圖形測試法。將測試信號發生器TSG422產生的一個固定圖形測試信號送給被測數字電視通道的輸入端，將該通道輸出的數字信號接入WFM601波形監視器，波形監視器將顯示出每一場有效圖像面積數字信號的CRC循環冗余碼數據檢驗字，第一場的CRC數值F1和第二場的CRC數值F2可以在監視器屏幕上顯示出來。對于某一固定測試信號，CRC檢驗字的數值是恒定不變的，如果CRC數值發生變化，就表明產生了誤碼。利用泰克公司生產的數字分量視頻波形監視器WFM601或VM700T的SDI選件都可以方便地進行誤碼的測試，只要將數字視頻信號饋入測試儀器，即可進行誤碼的自動檢測。(2)在線EDH誤碼檢測處理。首先在串行數字電視信號源中插入EDH信號，該信號主要是利用EDH附件將每一串行視頻信號進行計算，然后通過數字電視通道傳送至測試接收機，接收機的EDH附件對圖像反復進行相同的計算，并把計算結果與傳送信號中的EDH信息的數據進行比較，如果與傳送的數值不符，即判定發生了誤碼，屏幕上顯示出節目的總時間和誤碼的個數。EDH信息是插入在串行數字電視信號中，所以能在系統工作期間進行測試，既可以測量有效圖像的數據誤碼也可以測量全場信號的數據誤碼。含有EDH信息的場圖像的CRC數據以及其他輔助數據同時插入到下一場場消隱的開始端處。2MPEG協議分析和監測MPEG系統故障主要分為兩大類:第一類，由于編碼器和解碼器本身的錯誤，導致由傳輸系統傳來的正確信息變成錯誤的。第二類，編碼器和解碼器狀態良好，但是傳輸層破壞了數據。
2、1.TS流分析
MPEG傳輸碼流有著極其復雜的結構，但是MPEG協議分析工具可以用邏輯方式解析結構，從而可以對實況傳輸碼流進行實時分析，觀察任何結構上的細節。節目專用信息插入的頻率分析:用不同的方式給出各個子表格如PAT、PMT、NIT、SDT、BAT、EIT等的發送頻率，復用傳輸碼流的碼率為20Mb/s。第一項(P．inbytes)是以字節為單位表示的子表格在傳輸流中出現的最大平均周期;第二項(P．insex．)是以秒為單位表示的子表格在傳輸流中出現的最大平均周期;第三項(Tablelength)是用字節為單位表示的子表格平均長度;第四項(Rate)表示子表格發送的碼率。通過分析PCR節目時鐘參考和時間標記數據來檢查定時是否正常。來自復用器輸出的PCR數據可能是精確的，在數據復用之后，對PCR抖動進行檢測顯得很重要。2．2PES分析T－STD緩沖器占有量分析:在MPEG中，一個給定的基本碼流必須滿足解碼器的緩沖能力，MPEG編碼器不能超出T－STD的緩沖能力而使數據上溢或下溢。傳輸流中包含有VBV(視頻緩沖校驗)的系數，該系數規定了一個基本數據流需要的緩沖量。T－STD分析以圖形方式顯示緩沖占有量，可以觀察到各個緩沖器的占有率和占用字節的多少，這樣可以很方便地從曲線圖中觀察到數據的上溢和下溢。
3、數字電視信號質量的監督和測量
針對數字電視信號的特點，在ETR101290標準中，按照錯誤對信號影響的因素，以此為標準把錯誤劃分為第一優先級、第二優先級和第三優先級3個優先等級。第一優先等級錯誤通常會造成解碼器無法正常解碼的現象，會出現節目關聯表錯誤、同步字節錯誤以及傳輸流同步丟失。第一優先級參數直接影響節目圖像和伴音的內容。出現第二優先級錯誤時會損傷已解碼圖像，或者引起斷續解碼，這一優先級參數包括傳輸錯誤、節目時鐘基準錯誤等內容。第二優先級參數直接影響傳輸的可靠性。第三優先級錯誤指示編碼器、復用器的問題但不影響可解碼性，對圖像質量影響較小，包括網絡信息錯誤、服務信息重復周期錯誤、業務描述表錯誤等參數。第三優先級參數影響顯示結果。目前服務器是數字電視信號監測系統進行監測工作的主要平臺，數字電視信號監測系統硬件基礎為數字電視信號采集卡。檢測主機除包含服務器及數字電視信號采集卡外還有相關軟件包，數字電視信號通過DVBPSI接口或DVBASI接口連接到監測主機。監測工作的首要步驟是基帶數字電視信號通過信道調節器解出，然后監測主機通過ASI接口對基帶數字電視信號的數據流進行監測分析，按照監測規定，對數據流的監測結果通過數據報表、參數顯示或報警等顯示。
4、數字電視射頻信號監測
一取樣過程產生的信號損傷
在取樣的過程中對信號造成的損傷主要有：孔闌效應、混疊效應、過沖和振鈴。為了說明這些損傷所產生的原因，我們在以下敘述中給出分析結果。
取樣是指用每隔一定時間的信號樣值序列來代替原來在時間上連續的信號，也就是在時間上將模擬信號離散化。根據奈奎斯特取樣定理：對于最大頻率為fm的信號f(t)，當取樣頻率fs不低于2fm時，由截止頻率為fm矩形低通濾波器可以從取樣信號中完全恢復原信號。但實際的物理過程與數字模型有不同的工程結果。
1.孔闌效應
在數學模型的理想化狀態下理想的取樣脈沖寬度為無窮窄，取樣情況及其頻域情況如圖一所示，但在實際設備中取樣脈沖只能是有限寬度的脈沖，它的取樣情況及其頻域情況如圖一所示，很顯然具有不等于零的實際的有限寬度的取樣脈沖所引起的孔闌效應會產生高頻衰落。
由于信號的高頻部分反映的是視頻圖象的細節，因此高頻衰落會導致視頻畫面的細節模糊。針對這種情況實際工程中一般采用在將數字信號恢復成模擬信號以后通過提升高頻的辦法對這種失真進行補償和校正。一般來講,由于取樣信號的頻率fs必須滿足fs>2fm,而為了減少孔闌效應要求取樣脈沖的寬度τ盡量小,因此要滿足τ遠遠小于取樣信號的周期T,即取樣信號的脈沖寬度要滿足1/τ>>2fm。
2．混疊效應
在實際應用中，為滿足奈奎斯特定理在取樣之前應使用截止頻率為取樣頻率一半的濾波器對原信號進行濾波，濾除可能產生頻譜混疊的高頻成分，以保證新處理的信號是一個有限帶寬的處理信號。理想低通濾波器特性如圖二所示，但實際的低通濾波器性能如圖三所示，因此為了盡量濾除大于1/2fc的頻率成分，就要選擇多階濾波器。如果濾波器的階數不足以達到濾除1/2fc以上的高頻分量，會引起恢復的信號中頻譜混疊效應。混疊效應在視頻圖象上表現為一種被稱為morie的漣漪狀的干擾。
3．過沖和振鈴
在保證有效的消除混疊效應時，在上述情況已建議采用多階濾波器以滿足濾波器的帶外特性，但是取樣前的低通濾波器如果階數太大，會引起過沖和振鈴從而造成恢復的視頻信號過渡的邊沿不清晰。
針對以上兩種信號損傷造成的矛盾，主觀上選用階數少的濾波器會有利一些，因為頻譜混疊效應只有在圖象有超過二分之一取樣頻率以上分量時，特別是有單頻分量時才會明顯感覺到，因此是偶發事件。但過沖和振鈴效應卻是只要有過渡邊沿就回出現的經常性現象。因此就主觀感覺來說，減少過沖和振鈴留有一些混疊相對來講更有利一些。一般工程上出于平衡考慮取樣頻率選為fc=(2.2---2.5)fm。
另外為克服這一矛盾的方法是采用過抽樣方式，即在抽樣時用兩倍抽樣頻率抽樣，這時頻譜按兩倍抽樣頻率周期重復，重復頻譜中心頻率之間的間隔比正常情況大一倍，如圖四所示。這時抽樣前的濾波相對簡單，可以用階數少、頻率特性緩降的無振鈴濾波器，然后在數字域用線形相位濾波器進行二分之一抽取濾波器恢復到原抽樣頻率樣值。另外，在此過程中，取樣頻率增加了一倍，因此取樣脈沖的寬度只有原來的一半，從而也起到了減少孔闌效應的作用。
二量化誤差所帶來的信號損傷
取樣過程是把模擬信號變成了時間上離散的脈沖信號，量化的過程則是進行幅度上的離散化處理。因此在時間軸的任意一點上量化后的信號電平與原模擬信號電平之間在大多數情況下總是存在有一定的誤差，量化所引入的誤差是不可避免的同時也是不可逆的，由于信號的隨機性這種誤差大小也是隨機的，這種表現類似于隨機噪聲效果，具有相當寬度的頻譜，因此我們又把量化誤差稱為量化噪聲。但量化誤差與噪聲是有本質的區別的，因為任一時刻量化誤差是可以從輸入信號求出的，而噪聲與信號之間則沒有這種關系。
降低量化誤差的方法最直接的就是增加量化級數減小最小量化間隔，但由此帶來碼率的增加從而要求更大的處理帶寬，一般現在的視頻信號均采用8比特、10比特，在信號質量要求較高的情況下采用12比特量化。此外，我們在設計一套系統的時候，可以考慮在系統的不同環節采用不同的比特量化，使得在系統的各個環節的量化級相互錯開，從而避免量化噪聲累積效果所產生的臺階效應，這種均衡的效果可以改善整個系統的量化失真。一般量化比特高的環節應該放在系統的前端，這樣可以使系統的前端對信號造成的不可恢復損傷減小到最低限度。
為了減小量化誤差我們還要正確的選擇量化方式。量化有兩種量化方式，一種是取整時只舍不入，此時產生的量化誤差總是負的，最大量化誤差等于兩個相鄰量化級的間隔d；另一種是取整時有舍有入，此時量化誤差有正有負，量化誤差的絕對值最大為1/2d。因此為了減少量化誤差，應該采用有舍有入量化方式。
1．輪廓效應
如果信號兩個相鄰量化電平相差較大，若在圖象面積較大的范圍內，視頻信號緩變區（如漸變的藍天）能夠看出不連續的跳變，即會在圖象緩變區出現從一個量化電平到另一個量化電平之間的輪廓線，實際上就是圖象的等量化電平線。這種輪廓線是原圖象所沒有的，所以又稱為偽輪廓，即輪廓效應。
一種簡單而有效的消除輪廓效應的方法是利用隨機的高斯噪聲信號發生器產生顫動信號，疊加到被量化的信號當中，當顫動信號的均方根值大于1/3d時人們便覺察不到輪廓效應的存在。在數字電視中使用最多的顫動信號是重復頻率為取樣脈沖的一半，峰-峰幅度為1/2d的方波，具體步驟如圖五所示。
圖五高頻顫動的效果
由圖五比較可以看出，疊加顫動信號的效果等效于將量化間隔由d減小到1/2d，或者說將量化級數提高了一倍（比特數由n提高到n+1），從而改善了輪廓效應。順便指出，由于模/數轉換中的取樣、量化都屬于非線形過程，難以避免會出現差拍干擾，采用疊加顫動信號的方法對于消除圖象中的差拍干擾也同樣有效。同時由于顫動信號的幅度小，頻率高，并未對圖象細節造成顯而易見的損傷。
2．顆粒雜波
如果最小量化電平不夠小，則圖象較弱信號的緩變區可能會出現在鄰近的兩個量化電平之間產生由于四舍五入法則而造成的跳變，使得圖象在這個區域內出現顆粒狀的雜波，而人的視覺對圖象弱信號緩變區的噪聲則是非常敏感的。
為了克服均勻量化時這種大信號時信噪比有余，而小信號時信噪比不足的特點，我們可以采用小信號時量化級間寬度小而大信號時量化級間寬度大些的非均勻量化，又叫非線形量化。值得說明一點，數字攝象機信號處理大多數采用非均勻量化方式，這是由于攝象機中的光-電轉換至電視機顯象管中的電-光轉換在內的整個電視信道必須保持線形，但是實際的電視系統在沒有校正之前是非線形的，因此為了使最終顯示出來的光像保持良好的線形關系，在攝象機單元必須對它進行校正，即γ校正。而γ校正類似于非線形量化特性，因此我們可以在量化過程中采用非均勻量化方式，在提高小信號信噪比的同時也滿足了γ校正的要求。
另外，由于在實際的信號中，弱信號出現的概率是很大的，為了改善弱信號時的的量化信噪比，可以采用壓縮擴張的編解碼方法。在量化之前，先利用非線形器件將信號電平高的部分進行壓縮，然后對壓縮過的信號進行量化，解碼后復原出的模擬信號再通過非線形器件對大幅度信號進行擴張恢復沒壓縮之前的比例關系，這種方法相對擴大了小信號的動態范圍，等效于對小信號采用量化間隔小的細量化而大信號采用粗量化，從而改善了弱信號的量化信噪比。
三壓縮編碼所帶來的信號損傷
數字電視信號數碼率太高,數據量非常大。如果直接存儲和傳輸不但開銷很大，而且有時設備也承受不了如此大的負荷。壓縮編碼以壓縮信源數碼率為目的，盡量減少信源各符號的相關性，使信源的傳輸效率提高。當然，它是以犧牲圖像質量為前提。必定會對信號造成一定的損傷。
下面針對幾種常用的圖像壓縮方式，來看一下他具體會對信號帶來什么樣的損傷呢？
（一）差值脈沖編碼（DPCM）
電視圖像基本上是由面積較大的像塊（如藍天，大地，服裝）組成。雖然每個像塊的幅值各不相同，但像塊內各樣值的幅度是相近或相同的。換句話說，相鄰象素之間有很強的相關性。我們就可以利用這些相關性對當前的像素進行預測。再利用預測值得到差值。這樣在很大的程度上降低了信源的冗余度。這種壓縮方法對視頻信號會產生以下問題：
1由于在當前差值中包括當前的量化誤差，而輸出的前一樣值又包括前一樣值的量化誤差，這就造成了量化誤差的積累。而誤差會傳播，這就使信號抗通道誤碼能力減弱。
2邊緣清晰度臨界。根據DPCM編碼思想，當被預測值處于圖象突變邊緣時，往往會導致錯誤預測或產生較大的預測誤差。致使邊緣清晰度臨界。如：邊緣為黑白突變，被預測值為x，x1x2x3x4x5為已知值，由DPCM編碼可得
進行水平一維預測x=x1=0產生錯誤預測
進行二維預測x=x1+(x4-x5)/2=1/2產生較大的預測誤差
（二）變換編碼
變換編碼首先對圖象數據進行某種形式的正交變換，并對變換后的數據進行編碼，從而達到數據壓縮的目的。正交變換的種類很多，比如人們熟知的傅立葉變換，沃爾什哈達碼變換，哈爾變換，斜變換，余弦變換，正弦變換，K--L變換。
變換編碼中較常用的是離散余弦變換DCT，它首先將輸入圖象分成若干NXN的圖象塊，對每一小圖象塊進行正交變換，從空間域變換到頻域。為了達到壓縮的目的，對DCT系數需作量化處理。低頻分量采用較小的量化間隔，量化誤差小，精度高。頻率越高，量化間隔愈大，精度越低。這是因為高頻分量只影響圖象的細節，對整塊圖象來講，沒有低頻分量重要。讀取時采用之字型。這樣的處理給信號帶來的損傷主要表現在：
由于高頻信息的丟失，恢復圖象中相鄰塊在邊界上產生較為規則的誤差分布，由于人眼對水平和垂直方向的規則誤差分布具有特殊的敏感性，使得在主觀感覺上認為具有規則誤差分布的圖象的質量明顯降低，從而產生"塊效應"。在拍攝一幅綠草如茵的草地中，充斥畫面的草坪隨風搖擺時，一種細塊狀的閃爍效應是這一失真的直觀表現。
（三）運動補償預測
運動補償預測是一個有力的工具，以便減少幀間的時間冗余度，并作為用于DPCM編碼的預測技術。運動補償概念是以對視頻幀間運動的估計為基礎的。也就是說，若視頻鏡頭中所有物體均在空間上有一位移，那么用有限的運動參數來對幀間的運動加以描述。為了做到這一點，畫面一般劃分成一些不連續的象素塊，對每個這樣的象素塊，只對一個運動矢量進行估算、編碼和傳送。
在MPEG壓縮算法中，運動補償預測技術用來減少幀間的時間冗余度，只對預測誤差畫面（原始畫面與運動補償預測畫面之間的差別）加以編碼。運動補償去除時間方向的冗余度，最多只能利用前后兩幀圖象間的相關性，效率不高。而實際上，尤其是在運動緩慢的圖象序列中，在連續多幀圖象間都存在著很強的時間相關性。正是由于它固有的缺陷，使得在圖象活動劇烈或低碼率通訊時，編碼器只能通過迭用粗量化，降低幀頻或舍去更多的DCT變換系數來降低碼率，因而對信號損傷較大，丟失了許多有用的信息。在恢復圖象中將出現明顯的塊效應和運動物體邊緣的蚊音效應。
（四）混合編碼
以兩種或兩種以上的方法對圖象進行編碼稱為混合編碼。我們熟悉的JPEG和MPEG都屬于該種類型。
1JPEG
JPEG是處理彩色或單色靜止圖象的壓縮標準。利用它可以獲得較高的壓縮比，并保持較好的信噪比，從而大大節省圖象存儲空間，降低通訊帶寬。但是編碼過程會使物體在背景中的位置略有移動（即發生幾何畸變）。另外，高壓縮比場合，JPEG的重建圖象在水平和垂直方向可能有暈圈、幻影，產生"方塊"效應。
這不難理解.在JPEG系統中,首先把原始圖像劃分成大小相等的像素塊，然后對圖像塊進行離散余弦變換DCT（圖像塊的能量集中到少量的系數），再利用基于人眼特性的矩陣對變換后得到的系數矩陣進行量化，從而大幅度地壓縮了矩陣系數，同時也造成了損失。最后對量化得到的矩陣系數進行無損熵編碼。圖像的重建過程是編碼過程的逆過程。在高壓縮比場合，JPEG的重建圖像在水平和垂直方向出現暈圈、幻影，產生"方塊"效應，就是因為對原始圖像進行了分塊的DCT變換和量化。如果不分塊或分塊很大而進行DCT變換與量化，那么圖像塊中像素能量集中到少量的系數效果將變的不明顯，即不利于對數據進行量化壓縮，同時還得使計算復雜度增加。這樣一種現象實際上是離散余弦變換DCT本身的特性所造成的（采用離散正弦變換DST或離散傅立葉變換DFT結果類似）。
2MPEG
MPEG壓縮算法中包含兩種基本技術：一種是基于16X16子塊的運動補償技術，用來減少幀序列的時域冗余；另一種是基于DCT的壓縮，用來減少幀序列的空間冗余。
較為成熟的MPEG技術是MPEG1和MPEG2。MPEG1是為適應在數字存儲媒體（如CD-ROM）上有效地存取電視圖像而制定的標準（最高速率達1.5Mb/s）。它的壓縮技術基礎為：宏模塊結構、運動補償及宏模塊的有條件再補給。MPEG2是MPEG1算法的擴展。是為MPEG1最初沒有包括在內或未想到的應用提供的一種視頻編碼方法。特別是對MPEG2提出的一個要求，即它所提供的視頻質量，不能低于NTSC/PAL，最高應可達到CCIR601質量。MPEG2編碼算法的基礎為通用的混合DCT/DPCM編碼方案。
隨著MPEG1和MPEG2的廣泛應用，其缺陷也日漸顯露，主要表現在：
（1）現已制定的標準所采用的技術，當碼率很低時（低于64Kb/s）會產生嚴重的"方塊"效應、"蚊音噪聲"以及"動作失真"。而低碼率要求是移動通訊信道所必須的。
（2）編碼采用了預測編碼技術。例如采用基于塊的運動補償來去除時間相關性。但信號的糾錯能力主要依賴其相關性，特別在條件較差的信道中傳播時，干擾造成的錯誤會迅速沿視頻序列擴散。
在DTMB標準中，系統數據幀結構是一種4層結構，日幀由1440個分幀構成，分幀包含480個超幀，超幀則定義為一組信號幀，而信號幀是系統幀結構的基本單元，由幀頭和幀體兩部分組成。信息數據碼流依次經過擾碼隨機化、前向糾錯編碼后進行從比特流到符號流的星座映射，再進行交織后形成基本數據塊。基本數據塊與系統信息組合后形成幀體，而幀體與相應的幀頭（PN序列）復接為信號幀，經過基帶后處理轉換為基帶輸出信號，該信號經正交上變頻轉換為射頻信號。幀頭部分由PN序列構成，采用I路和Q路相同的4QAM調制。幀體部分包含36個符號的系統信息和3744個符號的數據，共3780個符號，其中，系統信息符號用4QAM映射為36個復符號，數據長度為3744個nQAM符號。CMMB標準中，來自上層的輸入數據流經過前向糾錯編碼、交織和星座映射后，與離散導頻和連續導頻復接在一起進行OFDM調制，調制后的信號插入幀頭后形成物理層信號幀，再經過基帶至射頻變換后發射。物理層信號每1s為1幀，劃分為40個時隙，每個時隙的長度為25ms，包括1個信標和53個OFDM符號。信標包括發射機標識信號（TxID）以及兩個相同的同步信號。OFDM符號由循環前綴（CP）和OFDM數據體構成。OFDM數據體長度（TU）為409.6μs，循環前綴長度（TCP）為51.2μs，OFDM符號長度（TS）為460.8μs。發射機標識信號、同步信號和相鄰OFDM符號之間，通過保護間隔（GI）相互交疊，保護間隔的長度（TGI）為2.4μs。
而關于DVB-T，是指利用開路地面傳輸媒介進行MPEG-2數字電視傳輸的標準，使用COFDM碼分正交頻分復用的信道調制技術，同時伴隨著強大的糾錯碼，達到頻譜利用效率與傳輸可靠性的平衡。COFDM信道調制編碼技術提供兩種子載波數量(2k和8k模式)、3種調制方式、4種保護間隔。DVB-T系統的信號以68個OFDM字符為一幀，每四幀構成一個超幀。每一個OFDM字符在8k模式下有6817個載波，在2k模式下有1705個載波，定義傳輸時間為TS，它由兩部分構成，一部分為有用傳輸時間TU，另一部分為保護間隔Δ，每一幀中的字符由0〜67按序排列，每一幀中發送有用數字電視數據、導頻（離散導頻和連續導頻）和傳輸參數信令（TPS）。表1列出了幾種制式的OFDM符號的外部射頻特征。
2基于OFDM符號特征的數字電視制式識別
在幾種地面無線數字電視標準的幀結構中，OFDM符號作為最基本的單元承載著可以區別的一些外部特征。正交多載波調制技術把高速的數據流通過串/并變換，分配到速率相對較低的若干個頻率子信道中進行傳輸，分別調制一路獨立的數據信息,調制之后將若干個子載波的信號相加同時發送。每個OFDM符號是多個經過相移鍵控(PSK)或正交幅度調制(QAM)的子載波信號之和。根據表1列出的幾種制式的外部特征，明顯地在導頻部分區別最大。對不同的數字電視制式，連續導頻在OFDM符號中的子載波具有不同的位置，而離散導頻則具有不同的子載波間隔特點。如DVB-T標準的OFDM符號中，離散導頻等間隔為12，其功率為16/9,而傳輸數據的功率為1,而且離散導頻數目很多,因此還可根據功率特性判斷符號制式類型。與此類似，CMMB制式中離散導頻間隔則為8等。
另外，由于CMMB標準中用于承載廣播系統控制信息的控制邏輯信道采用BPSK進行調制，因此，若OFDM子載波中有BPSK信號，則可歸類為CMMB標準。而DTMB標準和DVB-T標準可根據是否存在4QAM調制進行區分，因為在DTMB中信號幀的幀頭采用的是4QAM調制，在DVB-T中不存在這種調制。OFDM復等效基帶信號可以利用離散傅立葉逆變換（IDFT）的方法來實現。由于在數字調制信號中，星座圖與調制類型有一一對應的關系，能同時反映PSK和QAM調制信號及其調制階數的差別。得到OFDM子載波的調制信息后，可根據3種無線數字電視標準載波的調制特點，結合連續導頻和離散導頻的位置與幅度信息，對所測信號進行歸類。基于OFDM符號的上述基本特征，我們在一個硬件實驗平臺上把相應的處理算法代碼寫入FPGA和DSP，成功地實現了對3種地面數字無線電視制式的識別。
3信號接收平臺與分選識別實驗
關鍵詞 數字信號處理 DSP 課程體系 滲透
中圖分類號：G424 文獻標識碼：A
Knowledge Penetration and Extension of Digital Signal
Processing Theory and Practice Teaching
CAO Xinli， TIAN Yi
（School of Electrical and Information Engineering， Wuhan Institute of Technology， Wuhan， Hubei 430073）
Abstract This paper takes mathematical principles to the domain transform domain digital signal processing when students are learning in a digital filter network for example， correspond by comparing before and after signal processing algorithms and theory on the actual hardware implementation， allows students to easily from the Z transform， discrete Fourier transform learning theory easy to draw circuits and program their hardware implementation is achieved. In the study of digital signal processing algorithms in the process， to students whose mathematical formulas penetration corresponding hardware circuits and structures， can make subsequent DSP applications while learning courses， easy to understand and design. Theoretical and experimental study by personal experience， feel the penetration and extension of signal processing system in the teaching curriculum.
Key words digital signal processing； DSP； course system； penetration
在電子信息工程學科中，數字信號處理的實現和仿真課程已經很好地融合進來。很多高校的信息類專業相繼開設了數字信號處理，DSP應用的相關理論課程，并開設了matlab信號分析與處理等課程設計和實驗。如何在理論和實踐課程教學中完成對數字信號處理知識的滲透于延伸，讓學生更好的認識到數字信號處理技術的理論和實踐和有機結合呢？
1 數字信號處理的作用
數字信號處理是研究把信號用數字或符號表示成序列，通過計算機或通用（專用）信號處理設備，用數字的數值計算方法處理，提取有用信息便于應用的客觀規律性。
在信號處理中，很多信號比如聲音信號，在時域上看是雜亂無章的，沒有任何規律的，當轉化成頻域信號后，很容易看出來信號的相關性質，對信號的處理也更為方便。模擬信號在遠距離傳輸時信號衰減大，且抗干擾能力差；數字信號設備靈活、精確、抗干擾能力強、遠距離傳輸速度快且不失真。
數字信號處理可以將有用信號從雜亂無章的干擾中提取出來，恢復原始信號并可以對其增強。它對聲音，圖像，其他現實中的物理量進行信號調理、信號傳輸、信號接收還原、信號濾波等作用，保證信號傳輸質量，在電信和其它學科中具有重要的意義。
數字信號處理算法是對其離散信號與系統的變換和濾波的理論基礎，在此算法基礎上，用硬件或軟件的方法將其實現，這是整個數字信號處理的過程。下面我們來分析變換理論和具體實現之間的對應。
2 數字信號處理中數字濾波網絡算法原理
在數字信號處理中，以IIR數字濾波網絡為例。對于一個輸入輸出關系已經給定的系統，其系統函數或差分方程已知，可以用不同結構的數字網絡來實現該系統。由Z變換的相關知識，我們可以知道對N階差分方程進行Z變換，得到系統函數的一般表示式：
（1）
如果要設計IIR級聯型數字濾波網絡，就要根據級聯型網絡結構特點，將H（z）變換成級聯型一階節和二階節的形式。
（2）
這樣，就把系統函數分解成了N1個一階節和N2個二階節。有了這樣的結構，就可以得到IIR級聯型網絡方框圖，如圖1。
圖1 IIR級聯型網絡方框圖
3 數字濾波網絡二階節的硬件實現
第二節中是數字濾波網絡IIR級聯型網絡結構的算法原理和系統函數分解公式，那么這樣的數字濾波網絡結構怎樣用硬件實現呢？
從圖1看出，IIR級聯型網絡是由M個二階節組成的，一階節可以看做二階節的特殊情況。在每一個二階節中，有四個加法環節（如圖1中的圓圈標示），有兩個延時單元，有四個標量乘法環節。其中的加法環節和標量乘法器可以有專用數字信號處理芯片中的加法器和乘法器實現，延時單元可以由觸發器實現，比如D觸發器。
現在以一個二階節為例，根據方框原理圖（圖2）說明其硬件構成。
（3）
（4）
所以從到有兩個延時電路——延時一個周期和兩個周期，即為，；兩個乘法電路，；兩個加法電路。用硬件實現如圖3所示。同樣地，從到的電路結構與前面類似，延時電路可以與前面公用。
圖2 IIR級聯型網絡二階節方框圖
圖3 IIR級聯型網絡二階節的硬件實現
4 數字信號處理課程理論與實踐教學的知識滲透與延伸
學生在數字信號處理的理論課程中了解了相關的算法原理后，并和實際的硬件電路實現對應了解，就掌握了從理論到實踐的轉換過程。
所以在講授數字信號處理的每一個知識點時，都應該按照這樣的思想去引導學生：（1）清晰透徹的講授每一章節的離散信號與系統的算法原理，從時域分析到頻域分析，到時頻變換，快速算法，到數字濾波結構及實現。在每一個知識點上，都把相應的數學原理和對應的硬件結構對應起來，使學生了解知識的實際用途。（2）在學生掌握算法原理的基礎上，引導其在相應的仿真工具上進行算法的仿真，得到相應的系數和性能，分析算法的優缺點，并對算法進行改進。（3）根據前面學習的理論算法和硬件實現的知識滲透，使學生能夠快速輕松地選擇相應的數字信號處理器件，實現其算法原理，從而達到理論和實踐的較好結合，使得學生在數字信號處理領域，有了較深入和較高層次的認識，達到學以致用。
5 結論
論文以一個實際的《數字信號處理》教學范例——IIR級聯型網絡結構的原理，說明了教學的順序和層次，從理論知識的學習，到具體實現的滲透，使得學生在徹底掌握理論變換算法的基礎上，更深層次地與實際動手相結合，很好地對學生進行知識的滲透與延伸，在后續的DSP原理與應用，信號分析與處理中可以較為輕松深入地掌握，達到較好的教學效果。
參考文獻
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